世纪新天关于目前市场上实现双极性脉冲电源的方案分析与研究
世纪新天（苏州）大数据科技有限公司深入剖析当前市场上实现双极性脉冲电源的方案，结合大数据技术提供全面的分析与研究报告，助力企业选择最优电源技术方案。
目前市场上实现双极性脉冲电源的方案
技术实现方案
1.1 多电平变换器法
实现双极性高频高压脉冲输出的多电平变换器法主要包括输出串联型多电平变换器和模块化多电平变换器两种。其中，模块化多电平变换器拓扑是一种刚刚兴起的实现双极性脉冲电源的方案。
1.1.1 输出串联型多电平变换器
输出串联型多电平变换器即采用逆变桥级联的模式，将若干个结构相同且经同步控制的逆变模块，通过输出端级联的形式组成的逆变器，由每一个逆变模块输出的独立脉冲叠加合成，从而获得双极性高频高压脉冲输出。输出串联型多电平逆变器的电路原理图如图 1所示。
 | 图 1 输出串联型多电平变换器拓扑Figure 1 Topology of output cascaded multilevel converter |
一般每个逆变模块主要包括高电压隔离度电源、升压电路和全桥逆变电路。通过控制升压电路和逆变电路的开关管开断可实现对输出脉冲的幅值和频率的调整。
该电路的技术难度较高，首先由于各逆变模块的输出独立、不共地，所以在每个单元模块上都存在较大的电位差，并随级数的增多，电位差的绝对值随之变大，故需需要采用多路隔离输出的直流电源和辅助电源、升压电路、驱动电路等；其次为满足多单元逆变模块的脉冲同步叠加，各逆变桥的同步信号的同步性要求高，以实现更高电压峰峰值的对称双极性方波脉冲输出；最后为减少对脉冲上升沿和下降沿的拖尾影响，要求杂散电容尽量小。
该电路的优点是既实现较宽范围的调频，又降低了对开关管的耐压要求。通过改变级联的单元模块的数量以灵活达到试验所需求的电压峰峰值。
1.1.2 模块化多电平变换器(MMC)
德国的Marquardt等于2001年提出的模块化多电平变换器拓扑，由于实现高度的模块化，已被公认为最具发展前景的多电平变换器方案。
最近几年，国外的一些研究机构将该拓扑应用在大功率变频器中，以取代传统的级联H桥型电压逆变器。通过该拓扑结构所实现的双极性高压脉冲电源，不仅可以解决传统H桥级联多电平逆变器所需要的多路隔离直流电源而用悬浮电容代替，也可以避免采用串联开关管所引起的复杂性。Elserougi等日前提出一种基于无传感器电容电压平衡技术的模块化多电平变换器，通过载波层叠PWM调制技术结合子模块电容电压平衡控制算法，实现双极性脉冲输出实现双极性高压脉冲电源，其电路原理图如图 2所示。
 | 图 2 MMC电路拓扑Figure 2 Topology of MMC |
该技术方案的优点是无复杂的均压电路，每个桥臂上所产生的电压纹波小，无需大容量的集中式储能元件，采用无传感器电容电压平衡技术等。但是MMC启动前需要采用直流辅助电源给各个子模块的直流侧电容充电，并且子模块电容电压存在低频脉动等问题都会降低双极性高频髙压脉冲电源的性能。
感兴趣的读者可以采用载波移相PWM、空间矢量PWM等其他多电平调制技术进行下一步探索，同时也可以展开对抑制桥臂环流谐波分量控制器的研究，以提升其快速性和鲁棒性。
3.2 高频脉冲变压器法
高频脉冲变压器法是通过将脉冲逆变电路的输出脉冲通过高频变压器提升至更高水平的电压等级，实现双极性的高电压脉冲输出，其主电路一般由高频脉冲电源和高频脉冲变压器两部分组成。
高频脉冲电源一般采用IGBT和MOSFET等全固态半导体开关器件，实现输出电压幅值和频率连续可调的高频脉冲方波；由于高频变高频的输入电压是双极性的脉冲方波，导致铁心损耗比工频变压器大很多，设计应着重考虑分布参数的影响，使输出波形畸变尽量小。基于高频脉冲变压器法的脉冲发生器主回路如图 3所示。图中T1为隔离调压变压器，T2为高频脉冲变压器。
 | 图 3 基于脉冲变压器法脉冲发生器主回路Figure 3 Main circuit of pulse generator based on high frequencypulse transformer |
基本实现方式为：首先将市电经隔离调压变压器调压之后，通过整流电路整流并滤波，再经过斩波调压电路进行调压、稳压，之后由全桥逆变电路输出双极性脉冲，最后通过高频脉冲变压器升高脉冲电压，输出双极性高频高压脉冲。采用高频变绕组分段绕制和高频变多级串并联等方法，可减小由于高频变压器存在漏感和分布电容所导致的脉冲输出波形畸变。
该技术方案的优点是电路设计较为容易，开关管的数量使用数量较少；缺点是对高频变压器的性能要求高、制造难度大，不适用于要求输出脉冲高频和宽频可调的场合。
1.3 Marx原理法
基于“并联充电、串联放电”工作原理的Marx发生器，是于1923年由德国的欧文·马克斯教授提出[36]。通过储能元件串联放电所形成的脉冲高压，实现脉冲电压的输出倍增。由于传统的Marx发生器的输出脉冲为单极性脉冲，可采用如下的几种方式实现双极性高频高压脉冲输出。
1.3.1 单极性Marx发生器+全桥固态调制器方式
由于传统Marx电路在采用大电阻或大电感隔离保护直流充电电源存在电源利用率低、设计难度大等问题，Redondo等提出的拓扑结构可以通过断开TC0开关，实现直流充电电源与高压脉冲输出回路的隔离。通过将此种拓扑结构结合全桥固态半导体高压开关，可以实现高压方波脉冲的双极性输出，其拓扑如图 4所示[38]。图中UDC为直流电源，TC0~TCn为充电开关，Td1~Tdn为放电开关，DC1~DCn-1为级间二极管，C1~Cn为储能电容。
 | 图 4 全桥固态调制器拓扑Figure 4 Topology of full bridge solid state modulator |
当充电开关闭合，放电开关断开时，DC1~DCn-1均正向导通，直流电源对储能电容并联充电；当充电开关断开，放电开关闭合时，储能电容串联放电。当HA+和HA-闭合，HB+和HB-断开时，输出正脉冲；当HB+和HB-闭合，HA+和HA-断开时，输出负向脉冲。
由于全桥固态半导体高压开关一般采用的是串联若干个全固态半导体开关构成的高压开关组件，这就不得不考虑串联开关管的均压问题，对于开关管串联均压的技术方案将在4.1节中详细介绍。
1.3.2 半桥逆变级联方式
基于半桥逆变级联的双极性脉冲电源电路结构如图 5所示，其中Ta1~Tan、Tb1~Tbn为充电开关，T21~T2n为放电开关。当所有开关都保持关断状态时，电路处于等待状态。
 | 图 5 半桥逆变级联拓扑Figure 5 Topology of half bridge cascaded inverter |
打开充电开关中Ta1~Tan、Tb1~Tbn，对储能电容充电。当其电压达到需要的值以后，断开所有充电开关，放电开关T11~T1n开通，T21~T2n保持关断，将在负载上形成负脉冲输出；放电开关T21~T2n开通，T11~T1n保持关断，将在负载上形成正脉冲输出。
各级半导体开关管的反并联二极管具有的钳位作用，在输出高压脉冲时能为开关管提供开通或关断过电压保护。
1.3.3 全桥逆变级联方式
基于全桥逆变级联的双极性脉冲电源电路结构如图 6所示，其中Ta1~Tan为充电开关，T11~T1n、T21~T2n、T31~T3n、T41~T4n为放电开关。
 | 图 6 全桥逆变级联拓扑Figure 6 Topology of full bridge cascaded inverter |
打开充电开关Ta1~Tan，对储能电容进行充电，当其电压达到需要的值以后，断开充电开关。将放电开关T11~T1n、T31~T3n开通，T21~T2n、T41~T4n保持关断，将在负载上形成负脉冲输出；放电开关T21~T2n、T41~T4n开通，T11~T1n、T31~T3n保持关断，将在负载上形成正脉冲输出。
若果希望输出正、负脉冲幅值不同的双极性方波，可以通过在半桥逆变级联拓扑结构中调整每级中两个电容的分压比实现。虽然全桥逆变级联相比于半桥逆变级联多一倍数量的开关管，但由于半桥逆变级联结构中每级两个电容串联分压，使得输出脉冲的电压幅值减半，导致电源利用率不高。
基于半桥逆变级联和全桥逆变级联的电路拓扑结构，可将其改进为双极性脉冲电压叠加器。该拓扑结构的优点是采用工作在串联谐振断续模式下的串心磁环变压器对储能电容进行充电的同时，不影响其放电回路，可实现长脉冲输出。
1.3.4 CSVM方式
近日，国外学者Alijani等提出了一种可实现双极性高压脉冲输出的新型电路拓扑结构，两级变换器的电路拓扑结构如图 7所示。
 | 图 7 CSVM拓扑Figure 7 Topology of CSVM |
在一个两级电路拓扑结构中，打开开关管S1、S3、S8、S17、S22、S9、S5、S2，其余开关保持关断，可实现对储能电容C1的充电过程；打开开关管S1、S4、S8、S17、S22、S9、S6、S2，其余开关保持关断，可实现对储能电容C2的充电过程；当C1和C2充电达到要求的值后，可对4个反激变换器模块中的C3~C6进行充电，例如打开开关管S1、S4、S7、S12、S15、S17、S22、S20、S10、S5、S2，可对C3充电至3倍输入电压，其余通过相同的控制策略实现对C4~C6的充电，在此不再赘述。通过控制相应的开关管使C3~C6串联对负载进行放电，便可产生12倍输入电压的正负脉冲电压。
一个n级变换器中，每级包含2i-1(i=1, 2, …, n-1) 个M和N模块，最后一级由2n个FB(反激变换器)模块构成。其输出电压为±3×22n－2倍的输入电压。
该电路结构全部采用固态半导体开关器件，不采用大体积变压器；供电的直流源不需要过高的电压等级；通过灵活控制M、N模块的数量达到期望输出的脉冲电压等级。但是开关管的数量太多造成经济性差，另外对各FB模块中的电容需要逐一充电，导致其脉冲输出频率会受到一定的限制。同时，也要考虑开关管的同步驱动问题。
2 均压技术和脉冲陡化技术
为实现高电压等级的脉冲输出时，将直流高压电源和负载隔离，需要提高开关管的耐压等级，其中最简单、最常用的方法是将多个固态半导体开关管串联。其技术难点在于所有开关必须同时导通、同时关断，否则当某几个开关提前开通或者延迟关断，那么总的电压会均摊到剩余处于关断状态的开关管上，当大于开关管自身的额定电压时，便会造成其过电压击穿，导致开关管的连锁击穿。
为了解决上述问题，一方面要求选用的固态半导体器件的开关特性尽量一致；另一方面要求提高驱动信号的同步性，例如设计串联光纤发送电路；最后要求合理设计开关电路，提升电路分布参数的一致性，例如采用一管驱动多管的控制方式等。下面重点讨论开关串联的均压电路。
除此之外，为实现纳秒级脉冲上升沿，可以采用脉冲陡化技术，因此有必要对此项技术进行简要介绍。
1.1 栅极动态RCD均压电路
基本RCD均压电路的均压原理是首先将流经固态半导体开关的电流通过二极管D向电容C充电，使开关管的能量转移到电容上；然后在开关管导通时，将电容C上储存的能量耗散在电阻R上。需要注意的是在RCD电路的参数选取时，开关管的导通时间应大于电容C的放电时间。基本RCD均压电路原理图如8所示。
由于固态半导体开关器件参数的离散性，无法保证其开通和关断的同步性，由此导致的每个开关管承受电压不均衡，可使开关管的连锁击穿。因此需要对其进行动、静态均压。在开关管开通或关闭期间的均压过程称为动态均压，在开关管关闭状态下的均压过程称为静态均压。
为了获得更好的均压效果，现在常采用栅极动态RCD均压电路，它主要由动、静态均压电阻，动态均压电容，动态均压二极管，双向瞬态电压抑制器等组成，电路原理图如图 9所示。
 | 图 8 RCD均压电路Figure 8 Circuit of RCD |
 | 图 9 栅极动态RCD电路拓扑Figure 9 Topology of gate dynamic RCD |
栅极动态RCD均压电路解决固态半导体开关管串联时分压不均衡问题的原理是：当某个固态半导体开关管因某些原因承受过电压，在栅极动态RCD均压电路作用下，该固态半导体开关管会动态调整门极驱动电流，从而实现对其动态均压开关过程。通过合理设计栅极动态RCD均压电路的各器件参数，并结合相对延时方法，可设计出在负载端波形良好的双极性高频高压脉冲电源。
2.2 脉冲陡化技术
串联开关数量的增加，以及杂散电感、分布电容的存在，不仅导致固态半导体开关的时间分散性增加和动作一致性降低，还导致脉冲的上升沿变缓等问题。同时为满足双极性脉冲电源在各种负载条件下的测试和实验要求，其脉冲陡化技术可以通过改进电路拓扑结构和开关管驱动策略相结合的方式，如采用改进型移相控制和截尾开关结合，获得陡化度高的脉冲输出。现在单极性脉冲电源常采用的脉冲陡化技术为磁脉冲压缩技术和SOS半导体开关技术，而针对双极性脉冲电源的脉冲陡化技术国内外学者研究较少，将成为未来的热点研究趋势。
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